圖1 雙向開關無橋PFC電路拓撲
電路圖說明：
Q1、Q2組成雙向開關，D1、D2為快恢復二極管，D3、D4為慢恢復二極管(通常選擇單個整流橋以簡化設計、優(yōu)化成本);理論上，D3、D4也可以使用MOS管，并可實現(xiàn)同步整流功能，但需增加相應的驅動電路。
為了消除在輸入電壓過零時刻，慢恢復二極管D3、D4兩端的高頻抖動電壓，增加了C1、C2兩個電容;
Vo為PFC母線電容輸出電壓;
工作原理
主電路的工作原理
該電路的開關控制器件為Q1與Q2組成的雙向開關。為了驅動電路的簡化，Q1、Q2的驅動方式采用同開同關控制方式。同時由于其S極是浮地的，故其驅動電路需要采用浮地驅動方式。電路中D1、D2為快恢復二極管，D3、D4為慢恢復二極管。
按照目前的器件水平，我們選擇的快恢復二極管，其反向恢復時間大多為幾十ns水平(SiC二極管則在幾ns的水平)，而常用的慢恢復二極管在相同的測試條件下，其反向恢復時間大多在幾百ns水平，即慢恢復二極管的反向恢復時間要遠大于快恢復二極管。該電路拓撲也正是利用了D3、D4遠大于D1、D2的反向恢復特性，在交流輸入正負半周時段中可以通過分別保持D3、D4的導通而使該電路拓撲獲得良好的EMC特性。該電路拓撲的具體工作原理描述如下(后續(xù)的工作狀態(tài)分析中，都假設各器件為理想器件)：
交流輸入為正半周時(具體工作時序電路圖請見圖2，相關波形請見圖4)：
(a)當Q1、Q2開通時，交流輸入經(jīng)L、Q1、Q2通路給PFC電感L持續(xù)充電，電感電流iL線性上升。由于快恢復二極管D1反向恢復的時間要遠小于D4的反向恢復時間，當Q1、Q2開通后，快恢復二極管D1很快反向截止，而D4依然處于反向恢復導通狀態(tài)。D1截止后，其兩端電壓迅速上升為母線電壓Uo，從而使D4上反向承受的電壓在Q1、Q2導通期間一直為零(也可以理解D1截止后，其反向恢復通路中反向恢復電流為零，無法繼續(xù)抽取D4中存儲的反向恢復電荷，從而一直維持D4的反向導通狀態(tài))。D2由于Q1、Q2、D4的鉗位，其兩端電壓為零。
(b)當Q1、Q2關斷時，Q1、D2體電容充電至母線電壓Uo,二極管D1、D4正向導通，電感電流沿D1、母線電容、D4續(xù)流，電感電流iL線性上升。期間，Q2由于體二極管的鉗位，其DS兩端電壓一直為零。
由上可知，在整個正半周區(qū)間D4一直處于導通狀態(tài)，D3一直處于截止狀態(tài)。在交流輸入正半周時刻，Q1實現(xiàn)開關控制，Q2的同開同關可以起到類似同步整流作用。
交流輸入為負半周時(具體工作時序電路圖請見圖3，相關波形請見圖5)：
(a)當Q1、Q2開通時，交流輸入通過Q2、Q1、L通路給PFC電感L持續(xù)充電，電感電流iL線性上升。與上面的原理相同，由于快恢復二極管D2反向恢復的時間要遠小于D3的反向恢復時間很長，當Q1、Q2開通后，快恢復二極管D2很快反向截止，從而使D3一直處于反向恢復導通狀態(tài)。在此期間，D1由于Q1、Q2、D3的鉗位，其兩端電壓為零。
(b)當Q1、Q2關斷時，Q2、D1充電至母線電壓Uo，二極管D3、D2正向導通，電感電流沿D3、母線電容、D2續(xù)流。期間，Q1由于體二極管的鉗位，其DS兩端電壓一直為零。
由上可知，在整個正半周區(qū)間D3一直處于導通狀態(tài)，D4一直處于截止狀態(tài)。在交流輸入負半周時刻，則Q2實現(xiàn)開關控制，Q1起到類似同步整流作用。
由上面的分析可知：正是由于D3、D4的反向恢復特性，D4、D3分別在交流輸出正負半周保持導通狀態(tài)，即D3、D4兩端電壓為幅值Uo，交流輸入工頻的方波，從而消除了母線正負電壓節(jié)點相對于交流輸入L/N的PFC開關頻率的電壓抖動。
圖2 交流輸入正半周電路工作原理示意圖
圖3 交流輸入負半周電路工作原理示意圖
總結：
雙向開關無橋PFC電路拓撲屬于無橋PFC電路拓撲結構中的一種，其相對于雙電感無橋PFC電路拓撲減少了一個電感后，依然具有很好的EMC特性。故該電路拓撲在現(xiàn)有的器件水平下可以很好地滿足高效率高功率密度的要求(在現(xiàn)有的無橋拓撲中，該電路拓撲器件數(shù)僅多于圖騰柱無橋PFC拓撲)。其不足之處在于：MOS管的驅動需要浮驅電路，同時電流采樣也相對復雜，從而需要增加相應的驅動、采樣及其輔助電源電路的成本。因此該單元電路適合于高效率高功率密度的模塊，對效率要求不高的模塊仍推薦使用傳統(tǒng)有橋Boost PFC電路。
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